Детектор нуля что это
Простой малопотребляющий детектор пересечения нуля
Avago Technologies HCPL-4701
Существует немало описаний схем детекторов пересечения нуля, используемых в сетях 50 и 60 Гц. Несмотря на многочисленность предлагаемых вариантов, многие из них не лишены серьезных недостатков. В этой статье показана схема, содержащая всего несколько общедоступных компонентов и обеспечивающая хорошие характеристики при низком потреблении мощности.
В изображенной на Рисунке 1 схеме на выходе VO формируется сигнал с нарастающими фронтами, синхронизированными с моментами пересечения нуля сетевым напряжением VAC. Схему легко изменить так, чтобы этот сигнал синхронизировался со спадающими фронтами VAC.
 | ||
| Рисунок 1. | Детектор пересечения нуля сделан на нескольких компонентах и потребляет очень небольшую мощность. Нарастающие фронты сигнала VO совпадают с моментами пересечения нуля сетевым напряжением VAC. | |
Схема работает следующим образом. При пересечении нуля напряжением VAC ток через конденсатор и светодиод оптрона HCPL-4701 описывается приведенным ниже Выражением 1. Выражение 2 отражает стандартную взаимосвязь между радианами в секунду и герцами, а также вводит определение переменной VI(t). Выражения 3 и 4 представляют собой упрощенную форму Выражения 1. В связи с тем, что падение напряжение на светодиоде практически постоянно, производная этого напряжения по времени равно нулю.
 | (1) |
 | (2) |
 | (3) |
 | (4) |
(так как VLED – приблизительно константа).
Пиковое значение протекающего через светодиод тока зависит от емкости конденсатора C, поэтому выбирать величину этой емкости вы должны такой, чтобы в начальный момент времени для данного минимального значения напряжения питания интенсивность излучения светодиода превышала пороговый уровень переключения оптрона. В случае использования оптрона HCPL-4701 этот ток равен 40 мкА.
Диод D1 не только создает цепь разряда конденсатора, но и защищает светодиод от обратного напряжения. Максимально допустимое обратное напряжение на входе HCPL-4701 равно 2.5 В.
 | ||
| Рисунок 2. | Зависимость тока светодиода от входного сетевого напряжения при различных сопротивлениях резистора R1. Показано время задержки между моментом пересечения нуля и током светодиода. | |
Резистор R1 включен для того, чтобы разряжать накапливаемую конденсатором энергию в последней фазе каждого цикла VI(t), когда ток IC(t) 2 AC с.к.з./R1 (мВт)
На основе приведенной выше информации были получены следующие практические значения C и R1:
На Рисунке 5 показаны осциллограммы напряжений в схеме при VAC = 267 В с.к.з., C= 1 нФ и R1 = 220 кОм. Дополнительные результаты представлены Рисунками 6 и 7.
 | ||
| Рисунок 6. | Практические результаты для VAC = 114 В с.к.з., C = 1 нФ и R1 = 560 кОм. | |
Обратите внимание, что при настройке ограничителя, как и при работе с любым другим устройством, подключаемым непосредственно к сети, необходимо проявлять особую осторожность. Учитывайте эту специфику схемы и при конструировании печатной платы.
 | ||
| Рисунок 7. | Практические результаты для VAC = 228 В с.к.з., C = 1 нФ и R1 = 560 кОм. | |
Материалы по теме
Перевод: AlexAAN по заказу РадиоЛоцман
Power-line communication. Часть 3 — Основные блоки устройства
Во второй части статьи мы начали знакомиться с основными блоками устройства для передачи данных по PLC. Это будет заключительная часть статьи, которая касается описания железа.
Осталось разобраться, что такое ZC детектор, на примере одной из его возможных реализаций. Посмотрим, как можно реализовать ”входную” и ”выходную” сигнальные цепи, и как их подключить к сети 220 В.
В статье не рассматриваются какие-либо серьёзные темы в области PLC. Как и в первых двух частях, кратко описываются блоки устройства и их взаимодействие. Темы выстроены так, чтобы у новичка примерно выстроилась общая картина простейшего PLC устройства. Также повествование касается множества сложных тем, которые не раскрываются. Поэтому в конце постарался оставить побольше ссылок.
Zero cross детектор
Как говорилось ранее, передающие и принимающие устройства синхронизируются между собой с помощью отдельного блока — zero cross детектора.
Передающее устройство, отправляет подготовленный кадр данных по одному биту за один синхросигнал из ZC детектора. Физически это значит, что за один синхросигнал из ZC детектора генерируется один полезный сигнал определённой частоты, которым кодируется один бит.
В электросетях с частотой 50 Гц, синусоида напряжения пересекает ноль 100 раз в секунду.
Есть несколько вариантов исполнения ZC детектора. Ниже я покажу пример реализации на оптопаре.
Начнём с конца схемы — сначала представим, как сигнал с ZC детектора попадает на контроллер.
На картинке схема с подтягивающим “pull-up” резистором и ключом. При замыкании ключа, на вход МК будет подаваться логический 0, а при размыкании ключа, “pull-up” резистор будет подтягивать напряжение на входе МК до логической единицы.
На место “ключа” ставим оптрон. Оптрон (оптопара) — это простой элемент, в котором с одной стороны светодиод, а с другой фототранзистор.
При подаче напряжения на светодиод, фототранзистор будет пропускать ток. Оптрон также служит гальванической развязкой между сетью 220 В и цифровой частью схемы.
Остается только подавать на светодиод переменное напряжение из сети 220 В, но перед этим его необходимо “выпрямить” и уменьшить до приемлемого уровня, который выдержит светодиод оптопары.
Для выпрямления можно использовать smd мостовой выпрямитель.
После выпрямления на фотодиод пойдёт пульсирующее с удвоенной частотой напряжение от 0 до 310 В. Разумеется диод не выдержит такого размаха напряжения, поэтому после мостового выпрямителя поставим сопротивление.
Номинал сопротивления можно вычислить исходя из характеристик фотодиода в оптопаре
В datasheet на оптопару пишут максимальный ток, на который рассчитан фотодиод, исходя из этого нужно выбрать сопротивление с расчётом на 310 В. Чтобы резистор не перегрелся, можно вместо одного последовательно поставить несколько резисторов для эффективного отвода тепла (это особенно полезно если у вас SMD резисторы).
Из datasheet на PLC817
SMD резисторы типоразмера 1210 выдерживают рассеивание до 0.5 Вт мощности. Максимальный постоянный ток, который мы может пропускать при 310 вольт равен 0.5/310 = 0.00161 А. С учетом, того что у нас пульсирующее напряжение, округлим до 0.002 А (2 мА). Этого тока достаточно, чтобы «ключ замыкался». Номинал сопротивления при этом равен 310/0.002 = 155000 Ом. Итог: ставим последовательно три SMD резистора, типоразмером 1210, номиналом 51 кОм каждый.
В итоге, схема ZC детектора выглядит примерно так.
Теперь микроконтроллеры PLC устройств, подключенных к одной фазе могут синхронизироваться между собой с помощью сигнала на ножке «ZC input » из такого ZC детектора.
Схема согласования сигнальных цепей с линией 220 В
Схема согласования закрывает собой компоненты “входной” и “выходной” цепей. “Входная” и “выходная” сигнальные цепи обычно выполнены на микросхемах усилителях, которые питаются небольшим постоянным напряжением (3-12 В). Подключить их напрямую к 220 В не получится.
Из электросети должны проходить только высокочастотные сигналы. Основная гармоника 50 Гц, на которой передаётся электроэнергия, не должна попасть в сигнальные цепи устройства. Также в этой схеме обычно располагается защита от скачков напряжения и перегрузок.
Эта часть схемы принимает различный вид в разных “datasheet” на готовые PLC микросхемы. Опишем минимально работоспособный вариант.
Для первых опытов
Можно взять ферритовое кольцо типа “17,5×8,2×5 М2000Н”, есть в любом магазине электроники. Провод МГТФ наматываем сразу 3 обмотки в 20 витков.
Конденсатор плёночный из серии MKP или любой аналогичный, который выдерживает от 220 В переменки (с запасом).
Для отсечения ненужных низкочастотных гармоник ставится конденсатор, который выдержит 220 В. После него, для гальванической развязки и также фильтрации, высокочастотный трансформатор. Трансформатор можно сделать с отдельными обмотками для “входной” и “выходной” цепей (как на изображениях) или использовать одну обмотку на «вход»/»выход».
Для защиты усилителей от импульсных перенапряжений можно поставить защитные диоды (супрессоры) и/или варисторы с предохранителем. Тема защиты устройства от электрических неприятностей довольно обширная, в этой статье не рассматривается. Но забывать про это не стоит.
Варианты схемы согласования можно подглядеть в готовых решениях различных фирм, выпускающих PLC микросхемы. Каждая схема согласования разрабатывается под ”входные”/”выходные” усилители, используемые в этих решениях.
”Входная” цепь — измерение полезного сигнала
”Входная” цепь должна выполнить как минимум две задачи:
отфильтровать грубый входящий сигнал, срезав все лишнее;
после этого усилить сигнал до приемлемого уровня, подходящего для измерения и оцифровки с помощью ЦАП микроконтроллера.
Фильтрация
Существует большое разнообразие вариантов исполнений фильтров. В нашем случае подойдёт простой пассивный полосовой фильтр. При узкополосной передаче можно грубо отсечь ненужные частоты сверху и снизу. Фильтр нужно рассчитываем так, чтобы наши рабочие частоты попадали по центру полосы пропускания и меньше всего срезались.
В самом простом случае можно особо не заморачиваться с фильтром, так как в линиях электропередач запросто могут быть шумы с частотами близкими к полезным. Нам просто нужно примерно совместить полосу пропускания фильтра с “полезной” полосой частот, срезав все сверху и снизу. Остальное можно решить программным путём.
Важно помнить, что элементы пассивного фильтра изготавливаются с большими погрешностями и характеристики сильно завязаны на температуру. Поэтому при расчетах нужно оставлять небольшой запас с учётом этих погрешностей и влияния температуры.
Усиление
Амплитуду сигнала нужно поднять до приемлемой для измерений и оцифровки. В этом помогут операционные усилители (ОУ), которых на рынке огромное количество, и про которые написано тонны статей.
Ссылки на статьи про операционные усилители и их про каскадное подключение оставил в конце статьи.
”Выходная” цепь — генерация полезного сигнала
Задача ”выходной” цепи — фильтровать и усиливать сигнал из ЦАП микроконтроллера.
Микроконтроллер по специальному алгоритму генерирует полезный сигнал, нужной длительности и частоты, соответствующей передаваемому символу. На выходе из ЦАП у нас получается просто болванка “полезного сигнала”, угловатая, примерно похожая на синусоиду, но (самое главное!) нужной нам частоты.
Далее сигнал сглаживается фильтром и отправляется в аналоговую часть схемы (усилитель и схема согласования с 220 В).
Можно подумать, что форма сигнала не особо важна при кодировании, так как преобразование Фурье всё равно может вычленить основную гармонику “полезного сигнала”, отбросив всё лишнее. Но чем сигнал ближе по форме к синусоиде, тем меньше энергии мы будем тратить “в пустоту”, просто добавляя высокочастотный шум в сеть. И выходной усилитель будет работать стабильнее. Как уже говорилось — на входе важна лишь основная гармоника сигнала. Остальные гармоники — это шум.
Так как мощности сигнала на выходе ЦАП микроконтроллера недостаточно для отправки его напрямую в линию электропередач, после ЦАП нам обязательно нужен внешний усилитель.
При выборе усилителя разбегаются глаза. Не буду рассказывать про всё многообразие, но подскажу вариант для ленивых, как я. Можно использовать одну из готовых микросхем для усиления аудио сигналов в аудиоплеерах. Мощность у них обычно не большая — около 1W.
Гуглить их можно по фразе “audio amplifier btl 1w”. Но тут нужно учесть, что они обычно рассчитаны на аудио сигналы до 20 кГц, и производитель не рассчитывал, что их будут использовать в PLC модеме. Есть модели, которые хорошо усиливают частоты до 100-150 кГц, и обычно в datasheet об этом не пишут.
они очень удобны тем что там встроенная стабилизация сигнала;
хватает однополярного питания — не надо париться с блоком питания.
во включенном состоянии из-за обратной связи съедают входящий сигнал, поэтому усилитель надо “выключать”, когда устройство в режиме прослушивания (приёма);
большой минус — это их незащищённость от импульсных помех в электросети. Сгорают мгновенно. Но от этого можно спастись, поставив на выходе усилителя супрессоры, что-то наподобие “P4SMAJ5.0A” или аналогичный.
Примерно так выглядит усиление с однополярным питанием.
Также нужно не забыть на выходе усилителя ставить конденсатор, чтобы отсечь постоянную составляющую сигнала.
Итого
Во второй и третей частях мы коротко пробежались по основным блокам простейшего PLC устройства, создали общую картину их взаимодействия. Так как затрагиваемых тем очень много и они дольно глубокие, подробнее осветить их в статье не получилось (да и я в них не специалист). Для более серьезного изучения есть специализированная литература. Но новичку иногда сложно понять в какую сторону копать. Поэтому конце оставил много ссылок на различные обзорные статьи по связанным темам.
В следующей части статьи планировал на примерах показать, как можно программно генерировать синус нужной частоты для ЦАП в STM32. И заодно как обработать приходящий на АЦП сигнал и выяснить наличие в нём нужных гармоник (частот) полезного сигнала.
Детектор нуля что это
Ниже приводится полная LTSpice эмуляция вывода и поддержания резонанса в параллельном колебательном контуре. Библиотеки LTSpice серии 74HCT можно загрузить по данной ссылке.
Принципиально важен порядок переключения транзисторов. После опредедения нуля необходимо открыть закрытый транзистор, после этого закрывать противоположный, открытый транзистор. Видимо это специфика поступления энергии в параллельный колебательный контур
Привёденная схема детектора нуля работает как в эмуляторе, так и в практических реализациях. Детектор нуля хорошо работает на частотах 25-50кГц. В чём проблема использования детектора нуля на более высоких и низких частотах? Первое это диод. Диоды начинают закрываться или открываться начиная с 0,7V для кремниевых и 0,3V для германиевых диодов. Очередную погрешность в определение нуля вносят цифровые микросхемы для которых логический ноль это уровень напряжения до 2V. Ниже приведены графики синусоид для разных амплитуд сигналов.
На графиках видно насколько различается время срабатывания транзисторных ключей в зависимости от амплитуды исходного сигнала. То же относится и к частотам. При выборе схемы детектора нуля пренебрегать данным фактом не следует. В рассмотриваемой схеме, на частотах от 80кГц, ключи начинают срабатывать позже настолько, что делают эффективность работы неприемлемой. Это проявляется в значительном увеличении нагрева транзисторов. То же самое относится и к компараторам с любыми видами обратной связи.
Точки максимумов и минимумов амплитуд токов или напряжений являются не только условием эффективной работы ключей, но и точками через которые энергия поступает в колебательный контур.
Каких либо схем и описаний позволяющих решить проблему предварительнго определения нуля на данный момент найти не удалось. Интересными показались две схемы. Первая это патент US6920220.pdf
Идея состоит в том, что анализируемый сигнал (красный луч) сдвигается по фазе относительно исходного и уже по этому сигналу работает определение нуля.
Детектор нуля на генераторе с внешней синхронизацией.
Ниже приводится схема детектора нуля опубликованная на сайте listbb.ru Это генератор на триггере Шмитта с внешней синхронизацией от датчика тока. В случае если сигнал с трансформатора тока отсутствует, схема начинает работать как генератор сигналов на заданной частоте, которую можно подстраивать резистором R1.
На практике схема не отрабатывает определение нуля при изменении частоты внешней синхронизации, что неизбежно в схемах с индукционным нагревом.
Проявив упорство, подстраивая резистор, задающий частоту генератора на sn74hc14n, можно добиться впечатляющих результатов:
Полярное питание на LM78XX/LM79XX.
Для LM7812/LM7912 использован трансформатор AC 2*15V, для LM7805/LM7905 трансформатор AC 2*9V Фазы обмоток должны совпадать. Схема не впечатлила. В случае расхождений выходных напряжений обмоток трансформаторов, минусовое напряжение значительно уходит от граничного значения стабилизатора напряжения.
Детектор нуля. Исключающее «или» на компараторе.
На практике всё упростилось. Подбором резистора, 100k по схеме, можно подобрать режим, чтобы компаратор формировал короткие импульсы при переходах через нуль как в эмуляторе. Но работа схемы не стабильна. Возможно это специфика компаратора.
Осциллограмма работы на частоте в 30кГц.
Схему со счетов сбрасывать не стоит, работает стабильно. В положительной части синусоиды можно подстраивать длительность прямоугольного импульса в широких пределах. Для раннего определения нуля можно попытаться «развернуть» по фазе трансформатор тока на 180 градусов.
Детектор нуля. Фильтр автоматичсекой подстройки частоты.
В интеренет часто даются ссылки на Кухтецкого Сергея Владимировича и его схемы индукционного нагрева, использующего в качестве фильтра автоматической настройки частоты микросхему CD4046: Способы подстройки частоты лабораторного инвертора.
Детектор нуля на компараторе ad9696kn. Инвертирующий вход.
Собрано две схемы. Минус питания компаратора организован на микросхеме IСL7660 Допускаю, лучше обойтись без IСL7660. Встречно параллельные диоды в схему не впаяны.
Подстроечным резистором можно добиться точного определения нуля компаратором. При этом второй фронт запаздывает на 500ns на частоте 64кГц и 200ns на частоте 108 кГц. Практически идеальное определение нуля на частоте 2мГц. После 2Мгц триггер шмитта портит фронт выходного сигнала.
Стоит обратить внимание на фронты выходного сигнала. Триггер шмитта sn74hc14n призван корректировать незначительные изменения амплитуды входного сигнала. Этого не происходит. Если учесть, что синусоида идёт с генератора, сигнал чистый, можно предположить, ничего хорошего в реальной схеме от данного детектора ждать не стоит. Если на вход схемы подавать меандр с генератора, сигнал на выходе триггера шмитта чистый.
В схему впаяны диоды шоттки 1n5819, включены встречно-параллельно. Диоды ограничили амплитуду сигнала на входе компаратора до 1V. Качество фронтов на выходе триггера шмитта по прежнему оставляет желать лучшего.
Детектор нуля на компараторе. Неинвертирующий вход.
Схема с сигналом на неинвертирующем входе работает на частотах до 1мГц. Cхема и печатная плата в diptrace по ссылке: c2.zip.
Первая схема, с исходным сигналом на инвертирующем входе, более удачна, работает на частотах более 2мГц.
На осциллограммах показано, как частота влияет на раннее определение нуля компаратором в зависимости от частоты. Разброс 900 до 200 ns.
Стоит учитывать замечания Кухтецкого С.В. по конструированию трансформатора тока.
Силовой блок.
Cхема и печатная плата в diptrace по ссылке: drv.zip.
При напряжении питания менее 5V стоит отметить появление ВЧ помех на выходе детектора нуля.
Фильтр автоматической подстройки частоты (ФАПЧ) на 74HCT4046N (CD4046).
Первое недоразумение возникло при использовании триггера шмитта SN74HC14. При подаче меандра на вход 5 триггера с генератора на его выходе постоянное напряжение +5V. После добавления резисторов 10K, как указано ниже, и подачи меандра с генератора амлитудой в 6V на вход COMP_IN, триггер шмитта заработал должным образом.
Очередная проблема возникла при попытке понять как работает 4046. На два входа COMP_IN и SIG_IN подавались одинаковые сигналы с двух каналов генератора. На выходе ожидался аналогичный сигнал. Ожидание закончилось через несколько дней, после того, как сигнал с выхода VCO_OUT был подключен ко входу SIG_IN. Параллельно данный сигнал необходимо подавать и на вход силового блока, где происходит необходимая инверсия входного сиганла (включение транзистора) с возможностью задержки по переднему фронту до 1,2мкс.
Параметры резисторов обвязки 4046 взяты из схемы Кухтецкого С.В. Данная схема более или менее держит частоту от 100 до 150 кГц.
Если убрать сигнал со входа SIG_IN, работа микросхемы, после возвращения его восстанавливается только при выключении питания.
Схема ФАПЧ на 74HCT4046.
На фотографии показано. Если контур вне резонанса, то ток (синий луч) с трансформатора тока отстаёт от напряжения (желтый луч).
Если генератором подобрать резонансную частоту, то ток и напряжение (синий и желтый лучи) совпадут. Колебательный контур находится в резонансе.
В этом и состоит задача. Научить 4046 определять и генерировать (синтезировать) ту частоту, на которой ток и напряжение совпадут. Каких либо описаний нет, поэтому за основу для рассмотрения и последующей реализации взята схема индукционного нагрева.
Основой микросхемы 4046 является Генератор Управляемый Напряжением (ГУН/VCO). Это значит, при изменении напряжения на входе VCO_IN/9 будет меняться частота на выходе VCO_OUT/4. В простейшем случае, это может быть переменный резистор.
Опорный сигнал формируется алгоритмом детектора фаз микросхемы и подаётся с выхода VCO_OUT/4 на вход COMP_IN/3. Дополнительно, сигнал с VCO_OUT/4 управляет силовыми ключами, тем самым меандр на входе COMP_IN/3 отражает изменение напряжения в колебательном контуре.
После ряда итераций, устанавливается частота при которой выходной сигнал VCO_OUT/4 (напряжение) будет повторять форму детектируемого SIG_IN/14 (тока). Ток и напряжение совпадут, колебательный контур будет выведен в резонанс.
Резонансная частота колебательного контура может меняться, например в системах индукционного нагрева. В этом случае, 4046 автоматически произведёт автоматическую подстройку частоты.
Алгоритмы сравнения определяется выбором компаратора, которых в модификации 4046А три. Их различает алгоритм сравнения сигналов и формирование на выходе каждого из компараторов, своей формы сигнала, которые отражают меру рассогласования фаз на входе COMP_IN/3 и SIG_IN/14.
Для описания логики работы компараторов стоит обратиться к документации 74HCT4046A. Ниже приведена схема работы первого компаратора PC1_OUT.
Из диаграммы следует. На вход 4046 компаратора должны подаваться сигналы меандра. На вход COMP_IN/3 должен подаваться сигнал с генератора VCO_OUT/4. На выходе данного компаратора PC1_OUT/2 результирующий сигнал сложения двух входных сигналов по алгоритму исключающего или.
В зависимости от сигналов рассогласования, который определяется выбором компаратора, необходимо правильно подбирать и расчитывать фильтр низких частот (LPF).
Для алгоритма «исключающего или» рекомендован активный фильтр низких частот с инвертирующим входом.
Получить представление о работе активного фильтра, который использован в схеме индукционного нагрева можно в эмуляторе LTspice. Дополнительная информация о настройках LTSpice: LTspice_Tutorial_1.pdf
Компаратор II часто используется в интернет разработках, в основном неправильно. Алгоритм формирования сигналов рассогласования на выходе запускается положительными перепадами входных импульсов. Если входной сигнал отстаёт от опорного, то выходное напряжение компаратора будет находиться на низком уровне. Если наоборот, опорный сигнал отстаёт от входного, то выходное напряжение будет на высоком уровне. Высокий или низкий уровень сигнала на выходе будет удерживаться без изменения до тех пор, пока существует разность фаз. Поэтому уравнивание фазы требует некоторого времени.
Худшим вариантом фильтра низкой частоты который преобразует сигнал разницы фаз второго компаратора в управляющее напряжение для ГУН является RC цепочка.
Более оптимальным и простым в реализации является фильтр на основе повторителя напряжения LM310 или Lead Lag loop фильтр.
Прочие варианты фильтров и аргументацию их испоользования можно найти в лабораторной работе и стрнаницах книг по настройкам ФАПЧ серии 4046.
Схема и настройка ФАПЧ на 74HCT4046.
На вход генератора управляемого напряжением (ГУН/VCO) подаётся напряжение и в зависимости от его значения генератор формирует (синтезирует) определённую частоту. На входе ГУН возможно изменение напряжение от нуля до пяти вольт. Рабочий диапазон микросхемы 19мГц. Делим 19мГц/5V получаем, что измение в один вольт должно с высокой точностью менять частоту генерации в 3.8мГц.
Определить диапозон рабочих частот обязательное требование в спецификацииях по использованию микросхем серии 4046 и её аналогов. Без задания этого диапазона результаты работы микросхемы непредсказуемы. Чем точнее будет указан возможный диапазон, тем эффективней будет работа фильтра. Ниже приведена типовая схема включения. Границы частотного диапазона задаются резисторами R1 и R2 и конденсатором C1
Для спирального индуктора индукционной плиты определены следующие резонансные частоты. Ёмкость 0,44мкф-23,4кГц; 0,33мкф-27.2кГц; 0,165мкф-38.5кГц; 0,22 мкф-32,1кГц; 0,11мКф*39,1.1кГц. Малая ёмкость конденсаторов из-за высокой индуктивности индуктора, по той же причине незначительные измнения в частоте при поднесении металла +-5 кГц.
Из номограммы следует, сопротивлению 150ком и ёмкости конденсатора 2,7n соответствует частота примерно 22кГц. Надо впаять и посмотреть. Резисторы R1 и R2 временно поставить по 150k и замерить минимальную и максимальную частоты генератора. Для этого необходимо убрать все перемычки и поочередно подать на вход ГУН/VCO плюс питания, а затем нуль.
Частоты по напряжениям следующие: 0,9V-27,405кГц; 1.5V-30,0199; 2.5V-34,57кГц; 4.1V-43.69; 4.95V-64кГц (!). Средняя частота (43.69кГц+27,405кГц)/2 = 35,547кГц. 35,47/кГц(4.1V-0,9V)=11,10кгц на вольт. После замены резистора R1.11 (верхняя частота) на 300ком (допустимый максимум) верхняя граница снизилась до 38кГц, но при этом увеличилась и нижняя частота. Изменение сопротивления любого из резисторов R1.11 или R2.12 влияет как на верхнюю так и на нижнюю частотную границу. В схему, к выходу микросхемы R2, были впаяны переменнный резистор 100кОм и последователно ему по схеме постоянный резистор 100кОм. Результат настроек:
Вход ГУН/VCO на частоте 27кГц
Вход ГУН/VCO на частоте 31кГц
Первое, с чего следует начать, это выбрать из таблицы коэффициент damping ratio (Eps) который определяется чтобы damping ratio выбранной кривой был на 20% меньше overshoot и амплитуда сигнала по прошествии времени установления выходной частоты (settling time) должна быть быть менее 5%. Точки пересечения кривых по оси X(Wdt) = 4.5 В примере расчёта данного в докумекентации к выбрано значение Wnt по оси X = 5. По нему определяют Wn = Wnt/settling time = 5/0.001 = 5000
Ниже преведена графическое представление сигнала и все его параметры.
Детектор нуля. Логика работы.
Компараторы включены в противофазе. Первый компаратор формирует положительный фронт по росту исходного сигнала, второй по его спаду. К выходу каждого компаратора подключен Д-Триггер. На входе данных триггера всегда плюс.
При переходе через нуль, по положительному фронту сигнала происходит переключение триггера. И на его выходе формируется плюс. Дальнейший дребезг сигнала на выходе компаратора в районе «нуля» не влияет на триггер, ложных переключений триггера не происходит, произошёл «захват» нуля.
В момент перехода из нулевого значения верхнего по схеме триггера формируется сигнал сброса в нулевое значение нижнего по схеме триггера и так далее.
При включении схемы случается, что на выходе верхнего и нижнего триггера одновременно устанавливается плюс, схема не работает. Данную ситуацию отслеживает U5 (исключающее или) и в случае возникновения данной ситуации запускается генератор U7/U12, который сбрасывает оба триггера в нулевое, начальное значение после чего отключается.
Cиловые ключи, с которыми будет работать схема, должны включаться и выключаться немногим ранее «нулевого» значений исходного сигнала. Эта возможность показана на осциллограмме и реализуется регулировкой напряжения срабатывания каждого из компараторов.
Необходимо понять почему греется LM7805.
Схему предполагается использовать в индукционном нагреве с датчиком тока. Собран стенд. Частота переключения ключа генератором соответствует или близка резонансной. Осциллограф сломан и даёт примерную форму сигнала, детектор вполне работоспособен. Ложных срабатываний нет.
Детектор нуля на Д-Триггере с защитой от помех.
Загрузить файлы проекта в diptrace (схема и печатная плата) и эмуляция в ltspice. В архиве две версии проектов diptrace с использованием вывода latch компаратора LT1016 и без.
Схему предполагается использовать в индукционном нагреве с датчиком тока. Отсутствуют ложные переключения после определения нуля. Индивидуальная настройка напряжения срабатывания компаратора по напряжению позволяет предварительно определить нуль как по росту так и спаду исходного сигнала.
Регулируя переменным резистором напряжения срабатывания верхнего по схеме компаратора необходимо добиться на выходе компаратора меандра. Напряжение срабатывания должно быть выше нуля.
Регулируя переменным резистором напряжения срабатывания нижнего по схеме компаратора необходимо добиться на выходе компаратора меандра. Напряжение срабатывания должно быть ниже нуля.
При включении схемы случается, что на выходе верхнего и нижнего триггера одновременно устанавливается логическая единица, схема не работает. Данную ситуацию отслеживает U2.4 (исключающее или) и в случае возникновения данной ситуации запускается генератор U6.1/U6.2, который сбрасывает оба триггера в нулевое, начальное значение после чего отключается. Для проверки генерации необходимо подать +5V на управляющий вход генератора U6.1.1 На фотографии ниже показана работа данного генератора при сопротивлении 200 ом и ёмкости 6,8nf.
К выходу каждого компаратора подключен D-триггер. На входе данных триггера всегда плюс. Поэтому при переходе через нуль, по положительному фронту сигнала CP1/CP2 с компаратора происходит переключение триггера и на его выходе так же формируется плюс. Произошёл «захват» нуля. Дальнейший дребезг сигнала на выходе и выходе компаратора в районе «нуля» не влияет на триггер, ложных переключений триггера не происходит.
Переключение триггера в нулевое состояние происходит по спаду фронта сигнала сброса. Ранее указывалось время между фронтами меандров, формируемым компаратором и равна двум микросекундам. На осциллограмме, сразу за жёлтым лучём идёт спад сигнала. Запись значения в триггер происходит по подёму фронта. Но возникает дребезг, который приводит к преждевременному переключению триггра. В течении выполнения принудительного сброса, триггер игнорирует любые изменения фронта сигнала записи на входах CP1 и CP2. Поэтому длительность импульса сброса обязана быть в полтора-два раза выше, подбирается подстроечным резистором и равна 4 микросекундам. Осциллограммы сигналов сброса приводятся на фотографии ниже.
Итог работы схемы. На осциллограммениже показано, что схема настроена и позволит включить и выключить силовые ключи за 700ns до фактического перехода исходного сигнала через нуль.
Помехоустойчивый детектор нуля на мультивибраторе.
Схему предполагается использовать в индукционном нагреве с датчиком тока. Отсутствуют ложные переключения после определения нуля. Индивидуальная настройка напряжения срабатывания компаратора по напряжению позволяет предварительно определить нуль как по росту так и спаду исходного сигнала.
Идея использовать ждущий мультивибратор основана на том, что одновибратор генерирует импульсы напряжения при подаче на его вход запускающих сигналов от другого источника. В моём случае, в роле данного источника выступает выход компаратора. Ждущий мультивибратор U2.2/U2.1 и U2.3/U2.4, используемый в данной схеме, по спаду фронта с компаратора, должен генерировать импульс заданной длительности. Все последующие переходы через нуль (помехи, дребезг), в течении генерации импульса мультивибратором будут проигнорированы схемотехникой мультивибратора. Сформированный мультивибратором импульс изменяет состояние RS-триггера, который составлен из элементов «И-НЕ» U6.1 и U6.4. Формировать петлю гистерезиса при подобном подходе нет смысла.
Для получения пяти вольт используется стабилизатор LM7805. Одно из условий корректного определения нуля не только в данной схеме наличие полярного питания. Полярное питание формируется микросхемой IСL7660/MAX1044. LM7805 греется, температура на радиаторе 47 градусов. Нагрев дают компараторы. Если решить проблему с нагревом не удастся стоит отказаться от данной технологии формирования питания непосредственно на плате.
Для начальной настройки компараторов, необходимо соединить Latch выводы с землёй. Нижний компаратор по схеме отвечает за момент включения силовых ключей. Момент срабатывания данного компаратора необходимо настроить в отрицательной области напряжения.
Верхний компаратор отвечает за момент выключения силовых ключей. Момент срабатывания данного компаратора необходимо настроить в положительной области напряжения исходного сигнала.
На осциллограмме, приведённой ниже, показаны сигналы снятые с выходов компараторов, настроенных по описанной методике. Временным курсором осциллографа замеряем и запоминаем величину между фронтами. В данных настройках она составляет 1,8 микросекунд.
Абсолютно важно чтобы длительность импульса мультивибратора была в полтора-два раза больше ранее измеренной временной разницы между фронтами.
Итоги работы показаны ниже. Делителями напряжения R2/R8 на входах компаратора подстраивают моменты включения и выключение силовых ключей. Увеличивая сопротивление данного переменного резистора будет уменьшаться точность подстройки. Так например 50к разделить на 20 оборотов и 5к на 20 оборотов.
Диоды в схеме ограничивают максимум рабочего напряжения входного сигнала от минус пяти до плюс пяти вольт. Это не лучший путь. Искажается исходный сигнал и сдвигается и его фаза. По этой причине была добавлена возможность проведения настроек компаратора как в положительной так и в отрицательной области напряжений. Резистораная обвязка предполагает разные варианты подключения источника сигнала.
Помехоустойчивый детектор нуля на мультивибраторе.
Идея использовать ждущий мультивибратор основана на том, что одновибратор генерирует импульсы напряжения при подаче на его вход запускающих сигналов от другого источника. В роле данного источника выступает выход компаратора. Ждущий мультивибратор U2.3/U6.2 и U2.4/U6.1, генерирует импульс заданной длительности. Все последующие переходы через нуль (помехи, дребезг), в течении действия данного импульса будут проигнорированы схемой мультивибратора. Сформированный мультивибратором импульс изменяет состояние RS-триггера, который составлен из двух элементов «И-НЕ» U6.3 и U6.4. Формировать петлю гистерезиса для данной схемотехники не имеет смысла.
Использование latch входа (защёлка) компараторов оказалось непрактичным. Предыдущая схема была изменена. Функции защёлки реализованы на логических элементах U2.2. и U2.1. Формирование полярного питание удалено с платы детектора нуля. Проблемы питания иная функциональность.
Элементы в схеме, отмеченные звёздочкой в схему не впаяны, но возможно будут востребованы в будущем. Например делитель напряжения R3/R13 может быть рассчитан таким образом, что схема будет контролировать разряд аккумулятора или конденсатора. При достижении 7 вольт, нагрузка может быть отключена и начнётся процесс заряда.
Подготовлена и протравлена печатная плата по ЛУТ технологии. Печатная плата односторонняя. Впаяны основные элементы. Стоит до момента впайки переменные резисторы выставить на 50 процентов.
После установки в схему компараторов LT1016 или его аналогов, подать на вход синусоиду с генератора амплитудой до пяти вольт. Частоту установить в диапазоне на котором планируется использование детектора нуля. В моём случае это 30кГц. Моменты срабатывания врхнего на фотографии компоратора должны быть в положительной части синусоиды.
Моменты срабатывания нижнего на фотографии компоратора должны быть в отрицательной части синусоиды.
Далее устанавливаем щупы осциллографа на каждый выход компаратора. Получаем два меандра, замеряем и запоминаем время между фронтами так как это показано на фотографии В примере это время равно двум икросекундам.
Мультивибратор формирует импульсы. Их длительность определяется времязадающими цепочками С6/R9 и C8/R1.
Абсолютно важно, длительность импульсов формируемых мультивибратором должна быть в полтора-два раза больше ранее рассчитанного времени между фронтами компаратора в две микросекунды. Подбором резисторов R9 и R1 устанавливаем длительность импулься в четыре микросекунды. Верхняя граница работчего диапазона схемы будет в районе (4+4=8мкс) 100-150кГц.
Усиление сигнала.
Выше показана работа детектора нуля, которую можно признать успешной за одним, очень неприятным, «но». Детектор нуля должен обрабатывать сигналы пока контур вне резонанса. Это значит, что сигнал трансформатора тока ограничен значениями в 50-100 милливольт. Этого уровня входного сигнала недостаточно для срабатывания компаратора. Логично, что сигнал необходимо усилить. Для проверки собрана схема на операционном усилителе OP37G. Загрузить файлы проекта усилителя на OP37G в diptrace можно по данной ссылке.
Вплоть до 10кГц сдвига фазы усиленного сигнала относительно исходного не наблюдаются. После 10кГц усилитель OP37 даёт неприемлемый результат. Даже для звукового диапазона целесообразность использования OP37GP очень сомнительна.
Настроить компараторы на приемлемый уровень обработаки усиленного сигнала с учётом сдвига фазы не представляется возможным. Возможно имеет смысл поставить более качественный операционный усилитель, либо подобрать компаратор лучшей чувствительности, либо поднять чувствительность трансформатора тока до значений достаточных для работы компаратора.
ферритовые кольца трансформатора тока.
Некоторое замешательство вызвал сдвиг фаз который зависит от используемой марки сердечника трансформатора тока. Кольца из карбонильного железа (красно-чёрное) даёт задержку фазы при определении сигнала тока. Зелёные и синие кольца работают верно (жёлтый луч) при условии, что сигнал с кольца трансформатора тока из карбонильного (синий луч) ошибочен.
Так же карбонильное железо неприемлемо в качестве индуктора на низких частотах в 50кГц. Ток потребления раз в десять выше нормы.
Использования феррита в трансформаторе тока даёт задержку сигнала. Это значит, что определение нуля, основанное на информации с датчика тока, неверно. Надо обеспечить предварительное определение нуля или строить схему подбора частоты по максимальной амплитуде сигнала с датчика тока.
Сдвиг фазы на операционном усилителе.
Изменение фазы сигнала при ёмкости 6,8nf * 5k
Изменение фазы сигнала при ёмкости 10nf * 5k
Логарифмический усилитель на операционном усилителе.
