Dsp радиоприемник что это

DSP-процессоры: назначение и особенности

DSP-процессоры: назначение и особенности

Большинство из нас в повседневной жизни постоянно сталкивается с различными компьютерными системами: процессорами общего назначения (general-purpose, в основном x86) в ноутбуках и рабочих станциях, их мощными многоядерными версиями в датацентрах, мобильными процессорами в телефонах, многочисленными контроллерами в бытовой технике и на транспорте. Но помимо всех упомянутых вариантов есть ещё одно важное, хотя и редко упоминаемое семейство: цифровые сигнальные процессоры, чаще именуемые Digital Signal Processors или просто DSP.

Именно DSP решают задачи обработки больших объёмов информации в реальном времени, возникающие при передаче данных (звонков и мобильного Интернета) в мобильных сетях, обработке фотографий и восстановлению звука. Даже в топовых телефонах вся эта работа выполняется не на мощных ARM-ядрах, а на специализированных DSP.

В этой статье будет кратко изложена история DSP, их отличие от процессоров общего назначения, особенности их архитектуры, а также будет подробно рассказано о способах оптимизации кода.

История

Первые DSP появились в 1970-х годах. Эти процессоры стали логичным развитием специализированных аналогово-цифровых устройств, предназначенных для обработки речи, прежде всего её кодирования и фильтрации (прорыв в соответствующих научно-технических отраслях стал возможен благодаря спросу на эти технологии в годы Второй Мировой войны). Трудоемкость и сложность разработки устройств под каждую возникающую задачу, а также успехи в развитии электронной базы (широкое распространение технологии MOSFET) и математических алгоритмов (БПФ, цифровая фильтрация) привели к возможности создания универсальных, т.е. программируемых, цифровых процессоров, которые могли быть с помощью программ адаптированы для широкого класса задач. Адаптируемость на практике означала снижение стоимости разработок, сокращение времени выхода на рынок (time-to-market), возможность послепродажного обновления алгоритма для устранения ошибок, возможность поддержки новых требований пользователей. Во многих случаях эти возможности с лихвой компенсировали ухудшение производительности по сравнению со специальными ускорителями.

Рис. 1 Первый крупный успех DSP: планшет Speak&Spell (Texas Instruments, 1978) Рис. 2 С момента появления стандарта GSM DSP являются обязательным компонентом мобильных сетей Рис. 3 Обработка изображений в камерах (дебайеризация, удаление шумов, фильтрация) также выполняются на DSP (источник: https://snapshot.canon-asia.com/india/article/en/5-things-made-possible-with-digic-image-processor)

Из-за необходимости обработки в реальном времени и экономии электроэнергии DSP сильно отличались от процессоров общего назначения. В каком-то смысле они были первым примером программируемых вычислительных ускорителей, т.е. процессоров, максимально эффективно решающих определённый класс задач.

Преимущества DSP

Чем же именно отличаются DSP от обычных мощных процессоров общего назначения, особенно таких мощных как Intel Xeon или Cortex-A, и почему процессоры общего назначения не используют для обработки сигналов? Чтобы ответить на этот вопрос посмотрим на топологию современного процессора от Intel.

Рис. 4 Intel Skylake (источник: https://en.wikichip.org/wiki/intel/microarchitectures/skylake_(client) )

Из рисунка мы видим, что значительная часть площади кристалла отводится не под вычислительные ресурсы, а под сложную логику определения зависимостей, спекулятивного исполнения (out-of-order speculative execution) и составления расписания (scheduling). В сумме накладные расходы приводят к тому, что “КПД” процессора, т.е. энергия, затрачиваемая на выполнение реальных вычислений, составляет менее 1%:

While a simple arithmetic operation requires around 0.5–20 pJ, modern cores spend about 2000 pJ to schedule it.

Conventional multicore processors consume 157–707 times more energy than customized hardware designs.

(из статьи “Rise and Fall of Dark Silicon”, приведённой в списке литературы).

Чтобы сделать сравнение более конкретным, возьмём мощный процессор общего назначения от Intel и мощный DSP фирмы Texas Instruments (например Skylake Xeon Platinum 8180M и TMS320C6713BZDP300):

Источник

Самый простой DSP приёмник VITE VT-111 (Basbon DS-858)

Самые популярные товары с Али по лучшей цене здесь

Самый простой DSP приёмник VITE VT-111 (Basbon DS-858)

Местный автор давно и втихаря увлекается приёмо-передающей техникой, в том числе и бытового назначения. Поскольку в Стране с этим с некоторых пор глухо и безнадёжно, все девайсы в основном приезжают к нам из Поднебесной. Некоторые из них в этом блоге даже обозревались.

Будем честны перед собой: для большинства граждан Страны это дорого. И со словами «да ну его нафиг, перетопчемся» их браузеры в разочаровании покидают бескрайние просторы Алиэкспресса. Хотя поиск по сайту чудесен, и при правильно сформулированном запросе всё-таки способен порадовать.

Сразу нужно обратить внимание, что это всеволновой приёмник, и именно на DSP чипе. Размер карманный, но принимает длинные, средние, короткие и ультракороткие волны, причём последние аж в четырёх поддиапазонах. Само собой, цифровой дисплей настройки, сканирование станций (можно с записью в память), и прочие плюшки прилагаются.

Забегая вперёд, хочется отметить, что хотя на морде приёмника кнопок управления мало, и каждая из кнопок выполняет ещё и работу по совместительству, само управление довольно логичное и интуитивно понятное. Нет нужды писать на бумажке памятку, что где нажимать. Приёмник вполне можно подарить представителям старшего поколения, у которых с кнопочками всегда какие-то проблемы, но данный девайс их в тупик не поставит.

В общем, вещь достойная внимания. Обозрим её, вдруг кому тоже понравится. Тем более, что модель практически не известная в Рунете, и почитать о ней почти совсем нечего.

Всеволновой DSP приёмник VITE VT-111

После заказа у китайцев приёмника в одном из двух написаний этой модели (VITE VT-111, Basbon DS-858), доблестная Почта России спустя 3-4 недели выдаст Вам малый пакет с тщательно помятой коробкой. Которая в молодости выглядела чуть лучше, но за фото непорочной коробки надо идти в интернет:

Если кому интересны приключения девайса в пути, то они не выдающиеся, и трек довольно лаконичен:

Внутри коробушки будет сам приёмник в пупырке, инглиш мануал к нему, да наушники.

Мануал мы, естественно, читать не будем, да и не получится без микроскопа, наушники вряд ли пригодятся, а вот тушка приёмника со всех сторон должна быть без промедления сфотографирована. Далее почти все картинки кликабельные.

На фото видно, что сзади есть какая-то откидная крышечка.
Это вот что такое, до и после:

Тут также видно, что на боковой грани есть физический (механический) выключатель питания в дополнение к электронному, гнездо под наушники, и микро-USB разъём. Подойдёт стандартная зарядка от смартфона, так как потребляемый ток (максимально 250 mA) невелик, и любая зарядка его без проблем выдаст. Не говоря уж об USB порте компьютера или хаба.

Характеристики приёмника VITE VT-111

Сперва надлежит нарисовать табличку с диапазонами, это интересно:

Обратите внимание, что в диапазоне длинных и средних волн шаг настройки частоты бывает 9 и 10 кГц, и в так называемом «белом мире» используется 9 кГц. Где применяется альтернативное значение, местный автор не имеет понятия, но при заказе девайса от продавана следует требовать девятикилогерцового шага настройки.

Что касается чувствительности по диапазонам в неких почти идеальных условиях (нет помех и внеполосных мощных станций), то производитель обещает следующее:

ДВ, СВ: лучше 10 mV/m.
КВ: лучше 60 uV/m.
FM: лучше 18 dB.

Для второго диапазона FM оговорено лишь разделение между стереоканалами, не хуже 32 dB.

Ток потребления:
В выключенном состоянии (работают только часы): 0.055 mA.
В режиме сканирования: 35 mA.
Приём с нулевым уровнем громкости: 36.7 mA.
Приём с максимальным уровнем громкости: около 110 mA.

Тут тоже особо комментировать нечего. При негромком приёме потребление на уровне 45-50 mA высадит стандартно используемые в таких случаях Энелупы дней за десять, если слушать приёмник по 4 часа в день. Мало у кого есть столько свободного времени, так что заряжать аккумуляторы придётся не чаще раза в месяц, а то и того реже.

Управление приёмником VITE VT-111

К сожалению, на фото дисплей от китайской версии приёмника (которая под маркой Basbon DS-858, так что там есть иероглифы. У нас их не будет.

В качестве будильника присутствует последняя прослушиваемая Вами станция, причём с той громкостью, с которой Вы её слушали. Всё традиционно и без затей.

Больше с девайсом сделать ничего нельзя, пришло время включить приёмник.

Теперь пришла пора выбрать какой-нибудь диапазон.

Для этого применяются те самые кнопки, которые мы уже нажимали при настройке часов и будильника. Они отвечают каждая за свой набор диапазонов.

«SW» при коротком нажатии по циклу перемещает приёмник в начало таких диапазонов: 60, 49, 31, 25, 19, 16, 13 метров. Соответствие метров мегагерцам можно установить из таблички выше по тексту. Оно довольно быстро запоминается.

Кнопка «MW» ответственна за приём длинных и средних волн. Они переключаются так же циклически.

Кнопка «FM» позволяет выбрать один из двух радиовещательных диапазонов, либо один из двух телевизионных. Про последние местный автор ничего сказать не может, так как не шибко понимает, какой в них смысл. Особо когда аналоговое телевидение исчезает даже в регионах, а «цифра» идёт уже совсем в другом формате.

Как понимаете, отстраиваться можно как вверх по частоте, так и вниз.

Про кнопки громкости «VOLUME» и сказать нечего 🙂

Отдельно следует остановиться на кнопке «FAVORITE». Это так называемая «любимая» станция, в пределах любого диапазона. Прослушивая любимую станцию, длительно нажмите эту кнопку, пока индикатор частоты на дисплее не мигнёт. Теперь короткий клик в эту кнопку включит приём выбранной станции.

Что удобно, для включения приёмника можно не жать длительно на официальный выключатель питания. Короткое нажатие кнопки «FAVORITE» является альтернативным вариантом включения девайса, да ещё и сразу на любимой станции.

Ну и у нас остались ещё две кнопки, которыми Вы вряд ли будете активно пользоваться.

Длительное нажатие на «MEMORY» включит сканирование от того места, на которое приёмник настроен, вверх по частоте. Все найденные станции записываются в память диапазона. Если диапазон закончился, но память диапазона (20 ячеек на диапазон) не исчерпалась, то приёмник встаёт в начало диапазона, и продолжает искать и запоминать станции. До тех пор, пока не исчерпаются все ячейки памяти этого диапазона, либо диапазон не будет пройден полностью.

Вот тут и окажется, что 20 ячеек для радиовещательного диапазона FM слишком мало, для КВ никакая память вообще не нужна вследствие изменения прохождения радиоволн в зависимости от времени суток, а на ДВ и СВ слушать ровным счётом нечего, и память там просто не используется.

Однако, если Вы всё-таки займётесь запоминанием станций, то короткое нажатие кнопки «M+» и последующее листание кнопками «TUNING» позволит быстро перейти к нужной станции.

Эта же кнопка имеет второе гражданство, и под именем «LOCK» позволяет заблокировать, а потом разблокировать клавиатуру. Для этого жать на неё надо долго. Индикация включенной блокировки (ключик на дисплее) предусмотрена. Зачем нужен сам режим, не очень понятно. Кнопки довольно тугие, случайно или самостоятельно они не нажмутся ну никак.

Чувствительность приёмника VITE VT-111 на разных диапазонах.

К сожалению, в условиях города оба этих диапазона загажены импульсными помехами, да и радиовещание давно не ведётся. Радиопередающие центры с их громадными антеннами давно снесены, а на их месте возводятся поместья и прочие красивые домики непростых людей. Потому как территория уже надёжно огорожена, и даже охраняется. Так что никаких надежд на возрождение радиовещания в ДВ и СВ диапазонах нет.

К сожалению, в местной локации в принципе не слышно ничего, кроме китайцев. Они идут очень мощно, хотя и федингуют. Правда, когда диапазон только «открывается», это вполне может быть эмуляцией дальней и слабой станции. В этих условиях приёмник с DSP VITE VT-111 прекрасно обнаруживает такую станцию в режиме сканирования, хотя собственно речь даже пока ещё и не разобрать.

Кажется весьма сомнительным, чтобы копеечный приёмник на копеечном же чипе имел чувствительность, соизмеримую с неплохим супергетеродином, со всеми его контурами и фильтрами в тракте. Наверное, первое впечатление поверхностно, и действительно дальние станции взять будет не так просто. Чтобы это понять, надо выехать с ночёвкой на природу.

Для оценки же приёма УКВ диапазона выезжать никуда не надо.
Всё можно сделать прямо здесь и сейчас.

К слову сказать, DSP FM приёмник TECSUN PL-118 не смог принять в тех же условиях ничего. Хотя чувствительность у него хороша. Но, видимо, недостаточно.

Но VITE VT-111 таки поймал нужную станцию, хотя и очень слабо. То есть по реальной чувствительности загадочные 18 dB как-то соотносятся с примерно пятью микровольтами или меньше, но всё-таки есть оговорки.

Если это действительно так, то приёмник VITE VT-111, грубо говоря, поставленный на системный блок, не будет работать хорошо. Имейте это ввиду при планировании его использования в условиях электронного смога.

В этом месте становится интересно, что же такое там внутри.

Внутренний мир приёмника VITE VT-111.

Приёмник разбирается очень просто, и со снятой задней крышкой выглядит так:

Сразу видно, что динамик довольно неплох, 57 мм диаметром. Такого вполне достаточно для получения необходимой громкости без искажений.

Плата односторонняя, материал платы самый дешёвый. Всё, что может оторваться, обильно залито клеем. Наверное, в итоге не оторвётся.

Может показаться, что плата в районе кнопок чем-то обильно заляпана. На самом деле так на фото выглядит прозрачный скотч, которым зафиксированы на контактных пятачках платы пружинящие кнопки. Таким образом, если какая-то кнопка вдруг помрёт, её ремонт не будет Вам стоить ничего.

С обратной стороны тоже не шибко много деталей. Виден контроллер, причём в полноценном корпусе, а не в виде традиционной «кляксы», энергонезависимая память, и самые простые кнопки.

Откручиваем дисплей, отогнув в стороны светодиоды подсветки:

К схеме у нас прибавилась дюжина деталей, и DSP чип. Это исключительно китайская разработка, но, судя по даташиту AKC6951, чип довольно хороший.

Комментарии к увиденному.

Собственно, сами собой напрашиваются два вывода.

Обозреваемый тут девайс явно собирался не в заводских условиях, это какое-то полукустарное производство. В заводских условиях контроллер обычно лепят в исполнении «клякса», так дешевле. Но для этого требуется специальный робот, который стоит денег. И раз производитель вынужден паять контроллер в полноценном корпусе (он дороже), видимо, это неспроста. Доступа к роботу нет, а потому это явно не завод.

С другой стороны, производитель приёмника не пошёл по традиционному пути. Обычно тупо берётся чип фирмы Silicon Labs из вот этого списка, и получается стандартный приёмник со стандартными характеристиками. За стандартную же цену. К счастью, в этот раз так не случилось.

Ну а крайне демократичная цена девайса тут идёт всего лишь приятным бонусом.

Само собой, у любого девайса найдутся не только сильные стороны, но и слабые. Так, местному автору совершенно не понятно, зачем в приёмнике делать подсветку экрана дисплея (включается автоматически на несколько секунд при нажатии любой кнопки, если на часах вечернее или ночное время) красным светодиодом, наперёд зная, что при такой подсветке не разглядеть ни черта.

Ну и раз производитель вмонтировал гнездо питания от 5 Вольт (по даташиту микросхемы, кстати, наивысшее напряжение составляет 4.5 Вольт, и, таким образом, оно превышается), почему бы не предусмотреть подзарядку аккумуляторов?

Но это всего лишь ворчалки местного автора, а не приговор.

О механическом выключателе питания сбоку.

Поначалу не совсем понятно, зачем он вообще нужен, если есть электронный кнопочный выключатель. Вроде как лишний абсолютно.

Но логика таки есть.

Механический выключатель обесточивает всё, кроме часов. Гаснет дисплей, все кнопки перестают работать. Но сами часы при этом идут, не сбиваются.

Этот режим можно рассматривать как предохранитель, запрещающий приёмнику самопроизвольно включиться в недрах чемодана или рюкзака. Если что-то невзначай нажмёт ему на кнопку включения питания.

Теперь о реальной чувствительности.

Для качественного приёма стерео требуется чуть больший сигнал, соответствующий чувствительности 15 uV. Это по даташиту.

При приёме на ДВ и СВ на ферритовый стержень 80 мм с индуктивностью катушки 350-450 uH производитель чипа заявляет чувствительность 12.6 mV при соотношении сигнал/шум 20 dB. Как видим, производитель приёмника даёт соизмеримую цифру, но при этом немного льстит себе. Или использует феррит с большей магнитной проницаемостью. А может быть, намотал катушечку побольше.

Примечательно, но в даташите ничего не сказано про чувствительность на КВ диапазоне. Похоже, она просто никак не нормируется, что доставляет.

Выводы.

К сожалению, ничего подобного при соизмеримом качестве и в той же ценовой категории более на рынке не наблюдается. Уникальная, можно сказать, вещь. Особенно для радиолюбителя с руками, которому не составляет труда перерезать на плате пару дорожек, да впаять две лишних деталюшки. Организовав тем самым подзарядку аккумуляторов, что можно встретить лишь в моделях долларов за 40 и выше.

Кстати, о «ценовой категории».

Как мы понимаем, рядовой потребитель ровным счётом ничего не понимает в технологиях, и ориентируется исключительно на юзабилити и внешний вид. Он ставит в один ряд это изделие, и те же Тексуны, но моделей, начинающихся на R (традиционные и очень недорогие приёмники). И далее имеет мысль:

Что впоследствии выяснилось.

Сценарий использования.

По прошествии года использования стало понятно, что несмотря на наличие памяти и кнопочек работы с ней, юзер этой памятью оперировать не склонен. Абсолютно.

И, кстати, клонов у этой модели очень много. С немного разной прошивкой контроллера. Настоятельно рекомендуется выбирать вот такой клон:

Хоть в нём нет никаких изысков (например, таймера отключения обнаружить почему-то не удалось), но зато подсветка дисплея белая и яркая. Вот прямо как нарисовано.

Источник

Dsp радиоприемник что это

В статье [1] (здесь приведен её перевод) представлены базовые моменты, которые учитываются в разработке цифрового радио. Благодаря многим новым достижениям в области преобразования и обработки данных в радиотехнике, сложная конструкция традиционного радиоприемника может быть значительно упрощена. В этой статье сделана попытка оценить чувствительность и избирательность цифрового приемника. Это отнюдь не исчерпывающий материал, отвечающий на все вопросы, это просто базовая методика по расчетам, выполняемых в подобных разработках.

Важно понимать, что цифровой приемник не то же самое, что и цифровое радио (модуляция). Фактически цифровой приемник будет отлично выполнять работу по приему любого аналогового сигнала, такого как AM или FM. Цифровые приемники можно использовать для приема любого типа модуляции, включая аналоговые и цифровые стандарты. Кроме того, поскольку в основе приемника используется цифровой процессор обработки сигналов (DSP), это позволяет программно управлять многими свойствами и параметрами радиоприемника. Так что эти DSP можно перепрограммировать, добавляя в устройство новые функции и меняя его поведение, и вся аппаратура остается старой.

В этой статье обсуждаются вопросы по прогнозированию ожидаемых параметров цифрового радиоприемника:

1. Присутствующая мощность шума.
2. Коэффициент шума в каскадах приемика.
3. Коэффициент шума и ADC.
4. Усиление при преобразовании и чувствительность.
5. Шум, генерируемый ADC и дизеринг (шум квантования).
6. Точка пересечения третьего порядка (IP3).
7. Дрожание тактов ADC (джиттер).
8. Фазовый шум.
9. IP3 в радиотракте.

[Одна несущая против нескольких]

Примечание: на рисунке МА означает матрица аттенюатора, AMP amplifier, усилитель. Блок цифровой обработки включает декодирование канала, выравнивание сигнала и другие функции преобразования.

Перед тем, как перейти к более подробному обсуждению разработки цифрового приемника, следует отметить некоторые технические преимущества новой технологии. В процессе обработки сигнала используется передискретизация (Oversampling), коэффициент усиления обработки (Processing Gain), понижение частоты дискретизации (Undersampling, децимация), частотное планирование. Многие из этих технических достижений не всегда достижимы в традиционной схеме радиоприемника.

OverSampling, Process Gain. Критерий Найквиста (теорема Котельникова) компактно определяет необходимую частоту дискретизации, требуемую для определенного сигнала. Чаще всего частота Найквиста упоминается частота, которая как минимум в 2 раза выше самого высокочастотного компонента обрабатываемого сигнала. Подразумевается, что для оцифровки промежуточной частоты 70 МГц необходимо делать выборки 140 MSPS. Если наш сигнал занимает только 5 МГц возле 70 МГц, то выборка 140 MSPS окажется бесполезной. Вместо этого Найквист требует, чтобы сигнал оцифровывался на частоте в 2 раза выше, чем диапазон спектра сигнала. Т. е. если наш сигнал занимает полосу 5 МГц, то в пределе частота дискретизации 10 МГц будет адекватной. Все частоты дискретизации с частотой много выше называется передискретизацией (Over Sampling). Oversampling очень важная функция, потому что она позволяет добиться в цифровом домене эффективного усиления на на приемлемом SNR.

В контрасте с передискретизацией действует «недодискретизация» (under sampling). В этом случае делаются выборки сигнала на частоте много меньшей, чем половина от реальной частоты сигнала (см. далее описание undersampling). Таким образом, можно одновременно применять oversampling и undersampling, поскольку первая определяется по полосе пропускания, а вторая по интересующей частоте.

В любом процессе оцифровки чем быстрее делаются выборки сигнала, тем ниже так называемый шум квантования, поскольку этот шум распределяется по большему диапазону частот. Общий интегрированный шум остается постоянным, однако он теперь распределяется по большим частотам, что дает выгоду, если за ADC реализован цифровой фильтр. Уровень шума определяется выражением:

Уровень шума = 6.02 * B + 1.8 + 10log(FS/2)

Это выражение представляет уровень шума квантования преобразователя, и показывает зависимость между шумом и частотой выборок FS. Таким обрзом, при удвоении FS эффективный уровень шума улучшается на 3 dB!

Цифровая фильтрация дает эффект удаления всего нежелательного шума и случайных сигналов, оставляя только желаемый сигнал, как показано на рисунках ниже. Типичный спектр ADC до цифровой фильтрации:

Тот же спектр после цифрового фильтра:

SNR преобразования ADC можно значительно улучшить. Фактически улучшение SNR описывается следующей формулой (FS частота выборок, BW полоса частот сигнала):

С увеличением соотношения между частотой выборок и полосой сигнала получается более высокое усиление сигнала при обработке (process gain). Фактически повышением частоты дискретизации можно достичь увеличение усиления до 30 dB.

[Undersampling и преобразование частоты]

Как упоминалось ранее, недодискретизация это оцифровка сигнала на частоте, много меньшей половины реальной частоты сигнала. Например, сигнал 70 МГц оцифровывается на скорости 13 MSPS.

Undersampling важная операция, потому что она может функционировать почти как смеситель. Когда сигнал недодискретизируется, его частоты отражаются в первую зону Найквиста, как если бы они находились там изначально (так называемое отражение спектра). Например, наш сигнал 70 МГц при оцифровке 13 MSPS появится на 5 МГц. Математически это можно описать следующим образом:

Это выражение показывает результирующую частоту в первой и второй зоне Найквиста. Поскольку ADC отражает всю информацию в первую зону Найквиста, то результаты, генерируемые по этой формуле, должны быть проверены, находятся ли они выше FS/2. Если это так, то частота должна быть свернута обратно в первую зону Найквиста путем вычитания результата из FS.

Выборка непрерывных аналоговых данных должна осуществляться через интервал дискретизации ts = 1/f_s (f_s это частота дискретизации сигнала, или частота оцифровки), который необходимо тщательно выбирать для точного представления первоначального аналогового сигнала. Ясно, что чем больше число отсчетов (более высокие частоты дискретизации), тем более точным будет представление сигнала в цифровом виде, тогда как в случае малого числа отсчетов (низкие частоты дискретизации) может быть достигнуто критическое значение частоты дискретизации, при котором теряется информация о сигнале. Это следует из известного критерия Найквиста (f_s частота дискретизации, f_a частота частота сигнала):

• Частота дискретизации f_s сигнала с шириной полосы f_a должна удовлетворять условию f_s > 2f_a, в противном случае информация о сигнале будет потеряна.
• Эффект наложения спектров возникает, когда f_s Примечание: на этом рисунке G означает gain, усиление. NF означает noise figure, показатель шума. Другие сокращения см. в Словарике, в конце статьи.

Для дальнейшего обсуждения рассмотрим дизайн приемника, показанный на картинке выше. Начнем с антенны, и закончим цифровым тюнером/фильтром в конце, не затрагивая пока DSP-обработку сигнала.

Начнем анализ с нескольких предположений. Во-первых, и это очевидно, что чувствительность приемника ограничены его шумами. Т. е. в принимаемом диапазоне шумы отсутствуют, иначе это еще сильнее бы ограничило параметры приемника. Разумно предположить, что выбор частот гетеродина и ПЧ можно сделать соответствующим образом. Кроме того, позже будет показано, что шумы, генерируемые ADC, обычно не составляют проблемы, поскольку они могут быть устранены в приложении применением сглаживания (дизеринг), использованием передискретизации и правильным размещением сигнала. В некоторых случаях это может быть нереалистичным предположением, однако позволяют определить начальную точку, с которой могут быть обозначены пределы производительности.

Второе предположение состоит в том, что полоса пропускания нашего приемника является полосой пропускания Найквиста. Хотя наша реальная полоса может быть только 5 МГц, использование полосы Найквиста упростит вычисления. Таким образом, частота выборок 65 MSPS даст полосу Найквиста 32.5 МГц.

Доступная мощность шума. Для начала анализа необходимо учесть шум на порту антенны. Поскольку правильно согласованная антенна является как правило резистивной, по следующему уравнению можно определить напряжение шума на согласованном антенном входе.

Здесь k постоянная Больцмана (1.38e-23J/K), T температура в Кельвинах, R сопротивление, B полоса пропускания.

В этом случае мощность шума на антенном входе составит:

Подстановками можно упростить формулу:

Получается, что в реальности мощность шума источника не зависит от импеданса для ненулевых и конечных значений сопротивления.

Это важный момент, потому что даст отправную точку, с которой будет сравниваться наш приемник. При работе с шумовой характеристикой часто показывают, что на на «x» dB выше шума «kT».

По мере прохождения через каскады приемника этот шум увеличивается, как мы увидим дальше. На конечной стадии, когда осуществлена настройка на канал и произведена фильтрация, большая часть шума удаляется, оставляя только то, что находится на интересующем канале.

Как только показатель шума назначен каждому каскаду радиоустройства, они могут использоваться для определения производительности. Общий коэффициент шума может быть вычислен следующим образом:

Fx это коэффициенты шума для каждого из последовательно соединенных каскадов, Gx это коэффициент усиления каскадов. В настоящий момент ни коэффициенты шума, ни усиления не представлены в логарифмической форме. Это выражение приводит все шумовые компоненты к антенному входу. Таким образом на шум, показанный в предыдущей секции, накладывается шумы остальных каскадов приемника.

В применении этих формул нужно учесть несколько моментов. Во-первых предполагается, что величина шума пассивных компонентов эквивалентна потере сигнала на них. Во-вторых, можно сложить пассивные компоненты перед применением формул. Например, если два ФНЧ соединены последовательно, и каждый вносит потери 3 dB, то их можно объединить в один элемент внесения потерь 6 dB. И наконец, у смесителей часто нет показателя шума, присвоенного производителем. Если параметров смесителей нет, то в первом приближении их потери/шум можно не учитывать, но если эта информация есть, то она должна использоваться.

Показатель шума ADC. Хотя показатель шума может быть назначен для ADC, часто с ним проще работать другим способом. ADC это устройства напряжения, в то время как в действительности показатель шума является проблемой его мощности. Таким образом, часто проще работать с аналоговыми каскадами на ADC с точки зрения величины шума, и затем преобразовать их в напряжение на ADC. Затем преобразуйте шум ADC во входное опорное напряжение. Затем шум аналоговых каскадов и ADC может быть просуммирован на входе ADC, чтобы определить общий эффективный шум.

Это напряжение представляет все шумы ADC, температурные шумы и шумы квантования. Полный диапазон ADC составляет 0.707V RMS.

Из этого выражение наше напряжение в квадрате на 50 Ом равно 6.745e-9 и на 200 Ом 26.98e-9.

Теперь, когда мы знаем шум от ADC и фронтэнда RF, общий шум в системе может быть вычислен квадратным корнем от суммы их квадратов. Общее напряжение, таким образом, составит 325.9 uV. Это сейчас общий шум, присутствующий в ADC как из-ша шума приемника, так и из-за шума ADC включая шум квантования.

Усиление преобразования и чувствительность. Как это напряжение шума влияет на общую производительность ADC? Предположим, что в полосе пропускания приемника присутствует только один сигнал RF. Соотношение сигнала к шуму получится следующее:

Поскольку применяется передискретизация, и реальная полоса сигнала много меньше, чем частота дискретизации, шум будет значительно снижен цифровой фильтрацией. Поскольку полоса входного каскада такая же, как и полоса нашего ADC, шум ADC и шум RF/IF снизится с одинаковым коэффициентом. Поскольку многие стандарты вещания поддерживают узкие полосы канала, то предположим, что используется 30 кГц на канал. Так мы получим усиление 33.4 dB за счет обработк. Таим образом, наш изначальный SNR повысится с 66.7 dB до 100.1 dB. Следуют помнить, что SNR улучшается, потому что отфильтровался лишний шум, что происходит за счет усиления обработки.

Если радиотракт работает с несколькими несущими (см. рис. ниже), то динамический диапазон ADC должен совместно использоваться несколькими частотами RF.

Рис. 13. Восемь несущих частот одинаковой мощности.

Например, если 8 несущих одинаковой мощности, то каждый сигнал должен быть не больше чем 1/8 от общего диапазона, если учитываются пиковые сигналы. Однако поскольку сигналы в приемнике обычно не находятся в фазе друг с другом (поскольку удаленные сигналы не синхронизированы по фазе), они редко когда-либо будут приходить одновременно. Поэтому потребуется много меньше, чем 18 dB. Поскольку в реальности одновременно будут присутствовать не больше 2 сигналов, и поскольку они модулированные, резервируется только 3 dB. В случае, когда несколько сигналов совпадут, что приведет к ограничению в приемнике, это произойдет только в течение доли секунды прежде чем перегрузка преобразователя будет устранено. С случае одночастотного радио не требуется резервировать динамический диапазон.

В зависимости от схемы модуляции, для адекватной демодуляции требуется минимальное C/N. Если схема цифровая, то должна быть учтена частота появления ошибок BER, как показано ниже. Предположим, что требуется минимальный коэффициент C/N 10 dB, наш входной сигнал не может быть настолько низким, чтобы оставшееся SNR было меньше 10 dB. Таким образом, наш уровень сигнала может упасть на 90.1 dB от текущего уровня. Поскольку у ADC диапазон полной шкалы +4 dBm (на 200 омах), уровень сигнала на входе ADC тогда будет –86.1 dBm. Если на пути RF/IF сигнала усиление 25 dB, то чувствительность приемника на антенне должна быть –86.1 минус 25 dB, или –111.1 dBm. Если требуется большая чувствительность, то на каскадах RF/IF может быть повышено усиление. Однако показатель шума зависит от усиления, и увеличение усиления может также оказать неблагоприятное внимание на параметры шума от дополнительных каскадов усиления.

Рис. 14. Зависимость BER от SNR.

[Паразитные сигналы и дизеринг ADC]

Перед тем, как закончить с дизерингом, следует сделать еще два замечания. Во-первых, в многочастотном приемнике нельзя ожидать корелляции друг с другом никаких каналов. Если это так, то часто несколько сигналов служат как автономный дизеринг для канала приемника. Хотя это верно в некоторых случаях, будут случаи, когда необходимо добавить дополнительный дизеринг, чтобы сделать заполнение, когда присутствует слабый сигнал.

Во-вторых шума, поступающий от аналогового внешнего интерфейса, недостаточно для дизеринга ADC. В примере выше был добавлен дизеринг 32.5 dBm для достижения оптимального уровня SFDR. Для сравнения, аналоговый внешний интерфейс обеспечивать мощность шума только –68 dBm, что далеко от того, что необходимо для обеспечения оптимальной производительности.

IP3. Кроме SFDR преобразователя, тракт RF ухудшает параметры по помехам приемника. На эти шумы не влияют такие техники, как дизеринг, и эти помехи должны быть устранены, чтобы предотвратить ухудшение рабочих характеристик приемника. Точка пересечения третьего порядка IP3 важная характеристика, поскольку уровни сигнала в приемной цепи увеличиваются по мере прохождения через схему приемника.

Чтобы понять, какой уровень производительности требуется для широкополосных компонентов RF, мы рассмотрим спецификацию GSM, возможно наиболее требовательную для приложений радиоприема.

На синусоиде максимальная скрость изменения уровня происходит при пересечении нуля. В этот момент скорость нарастания определяется первой производной синусоидальной функции, оцениваемой при t=0:

v(t) = A * sin(2 * pi * f * t)

d
— v(t) = A * 2 * pi * f * cos(2 * pi * f * t)
dt

При t=0 функция косинуса равна 1, и выражение упрощается до следующей формулы:

d
— v(t) = A * 2 * pi * f
dt

Единицы скорости изменения уровня (slewrate) в вольтах на секунду показывают, как быстро меняется сигнал на входе при пересечении через 0. В системе с выборкми для оцифровки тактовая частота используется для запуска выборок входного сигнала. Если частота выборок имеет неопределенность, то генерируется ошибка напряжения. Эту ошибку напряжения можно определить умножением джиттера на slewrate сигнала на входе.

При анализе единиц видно, что ошибка измеряется в вольтах. Обычно неопределенность апертуры выражается в секундах RMS, поэтому ошибка напряжения будет в вольтах RMS. Также анализ этого выражения показывает, что при повышении частоты на входе также повышается ошибка напряжения, в прямой пропорции к неопределенности апертуры.

При оцифровке ПЧ крайне важна чистота тактов, поскольку при микшировании входной сигнал умножается на частоту локального гетеродина, или в этом случае, на частоту тактов. Поскольку умножение в домене времени является сверткой в домене частот, спектр тактового сигнала выборок свернут со спектром входного сигнала. Поскольку неопределенность апертуры это широкополосный шум тактов, это также проявляется как широкополосный шум в оцифрованном спектре. И поскольку ADC это система выборок сигнала, спектр периодический по повторяется вокруг частоты выборок. Поэтому такой широкополосный шум ухудшает шумовые характеристики ADC. Теоретический SNR для ADC ограничивается неопределенностью апертуры, что определяется следующей формулой:

В этом выражении произведена оценка для аналогового входа 201 МГц и 0.7 pS RMS джиттера, теоретический SNR ограничен 61 dB. Следует отметить, что это то же самое требование, которое использовалось бы на другой стадии смесителя. Поэтому системы, которые требуют очень широкого динамического диапазона и очень высоких частот на входе, также требуют очень низкого джиттера для кодирования исходного сигнала. Когда используются стандартные модули генераторов тактов TTL/CMOS, джиттер 0.7 pS RMS проверяется и для ADC, и для генератора. Самые лучшие показатели достигаются с теми модулями, у которых пониженный уровень шума.

При оценке общей производительности системы может использоваться более общая формула. Она построена на основе предыдущей формулы, но учитывает эффекты температурного шума и DNL:

Здесь F_analog это частота аналогового сигнала, t_jrms неопределенность апертуры, ξ средний DNL преобразователя (

0.4 LSB), v_noiserms тепловой шум в единцах LSB, N количество бит.

Хотя это простая формула, она дает больше понимания характеристик шума, которые можно ожидать от преобразователя данных.

Фазовый шум. Немотря на то, что фазовый шум подобен джиттеру тактов кодирования, эффекты от него для приемника несколько отличаются, но в конченом итоге дают тот же результат. Основная разница между джиттером и фазовым шумом состоит в том, что джиттер содает создает проблему в широкой полосе частот с равномерной плотностью вокруг частоты выборки, а фазовый шум является неравномерным распределением вокруг локального гетеродина, которое становится лучше, чем спектр дальше от основного тона. Как и в случае джиттера, чем меньше фазовый шум, тем лучше.

Поскольку локальный гетеродин (LO) микшируется с приходящим сигналом, шум LO влияет на полезный сигнал. Обработка смесителя в частотном домене является сверткой (обработка смесителя в домене времени представляет собой умножение). В результате микширования фазовый шум от LO добавляет энергию соседних (и активных) каналов, в результате они интегрируются в основной канал и уровень шума повышается. Это называется взаимным микшированием. Чтобы определить уровень шума в неиспользуемом канале, когда альтернативный канал занят сигналом полной мощности, предлагается следующий анализ.

И снова, поскольку GSM это сложная спецификация, приведем этот стандарт в качестве примера. Тогда будет верна следующая формула:

или в логарифмической форме

[Словарик]

AMPS Advanced Mobile Phone Service, аналоговый стандарт сотовой связи, относящийся к сетям первого поколения (1G).

AC alternating current, переменный ток.

ADC analog to digital converter, аналого-цифовой преобразователь (ЦАП).

AFC amplitude-frequency characteristic, амплитудо-частотная характеристика, АЧХ.

AGC automatic gain correction, автоматическая регулировка усиления (АРУ).

BER bit error rate, частота возникновения ошибок.

BPF band pass filter, полосовой фильтр.

BW band width, полоса частот.

C/I, CIR carrier-to-interference ratio, соотношение уровня несущей к уровню помехи. То же самое что S/I или SIR.

C/N carrier to noise, соотношение несущая/шум.

DAC digital-to-analog converter, цифро-аналоговый преобразователь, ЦАП.

dBFS уровень в децибелах от полной шкалы (Full Scale, FS).

DC direct current, постоянный ток.

DDC digital down-converter, цифровой преобразователь частоты вниз. Преобразовывает оцифрованный, ограниченный по полосе сигнал в сигнал низкой частоты с меньшей частотой дискретизации, чтобы упростить дальнейшие шаги (вычислительные затраты) по обработке сигнала. DDC может сохранять всю информацию в интересующей полосе частот исходного сигнала. Входные и выходные сигналы могут быть представлены в реальной и комплексной форме. Часто DDC преобразует выборки сырого радиосигнала на антенном входе или частоту ПЧ в комплексный сигнал интересующей полосы частот (из Википедии).

DNL differential nonlinearity, дифференциальная нелинейность обычно используется для качества преобразователей цифра-аналог (digital-to-analog, DAC, по нашему ЦАП) и аналог-цифра (analog-to-digital, ADC, по нашему АЦП). Этот параметр описывает девиацию между двумя аналоговыми значениями, соответствующими соседним входным цифровым значениям. DNL важная спецификация для измерения ошибки DAC, это основной параметр точности DAC. В идеале любые два соседних цифровых кода точно соответствуют выходным аналоговым напряжениям, различающимся на вес младшего значащего разряда. DNL показывает наихудший случай расхождения от идеального изменения в одном младшем разряде кода (из Википедии).

DSP digital signal processor, процессор для обработки сигналов.

FS frequency sample, частота выборок.

GMSK Gaussian Minimum Shift Keying, вид частотной манипуляции (модуляции), при которой используется фильтр Гаусса для сглаживания частотных перестроек при изменении значения информационного символа. В случае, когда информационный символ принимает два значения, манипуляция называется двоичной. Двоичная GFSK используется в устройствах по технологиям DECT (индекс модуляции равен 0.5 — GMSK), Bluetooth (номинальный индекс модуляции равен 0.32, Cypress WirelessUSB, Nordic Semiconductor, Texas Instruments LPRF, Z-Wave и Wavenis. Для передачи по Bluetooth минимальная девиация частоты при изменении значения бита равна 115 кГц (из Википедии).

IF intermediate frequency, промежуточная частота, ПЧ.

INL Integral Nonlinearity, интегральная нелинейность.

IP3, TOI Third-order intercept point, точка пересечения 3-го порядка. Метрика, связанная с оценкой искажений интермодуляции третьего порядка (third-order intermodulation distortion, IMD3), которые появляются в нелинейных системах и устройствах, таких как приемники, линейные усилители и микшеры. Параметр IP3 основан на идее, что нелинейность устройства может быть смоделирована полиномом низкого порядка, полученного посредством расширения рядов Тейлора. Точка перехвата третьего порядка связывает нелинейные произведения, вызванные нелинейным членом третьего порядка для линейно усиленного сигнала, в отличие от точки пересечения второго порядка, которая использует члены второго порядка (из Википедии).

LCR имеется в виду фильтр на основе индуктивности (L) и емкости (C), обладающий активным сопротивлением (R).

LNA low-noise amplifier, малошумящий усилитель.

LO local oscillator, местный генератор, гетеродин.

LPF low pass filter, фильтр низкой частоты.

LSB least significant bit, самый младший значащий бит.

MSB most significant bit, самый старший значащий бит.

NCO numerically-controlled oscillator, гетеродин, частота которого управляется цифровым кодом.

PDF probability density function, функция плотности вероятности.

RF radio frequency, радиочастота.

RMS Root Main Square, среднеквадратическое значение.

SAW surface acoustic wave, фильтр на поверхностных акустических волнах (ПАВ-фильтр).

S/I, SIR signal-to-interference ratio (SIR или S/I), коэффициент соотношения между основным сигналом и мешающим сигналом. То же самое, что и CIR или C/I. S/I представляет собой отношение между средним значением мощности принятого модулированного сигнала S (или C) и средним значением мощности принятой помехи I. Это так называемая перекрестная помеха (cross-talk), приходящая от других передатчиков, накладывающаяся на полезный сигнал (из Википедии).

SINAD signal-to-noise and distortion ratio, отношение сигнал / шум и коэффициент искажений, параметр оценки качества сигнала для устройств связи.

SFDR spurious-free dynamic range, отношение уровня основного сигнала к самому сильному паразитному сигналу на выходе. Это также определено как метрика, используемая для аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователей (ADC и DAC соответственно) и радиоприемников. SFDR определяется как соотношение уровня RMS сигнала несущей (максимальный компонент сигнала) на входе ADC или выходе DAC к уровню RMS следующей самой большой компоненте помехи из-за гармонических искажений (которые называются как паразитный сигнал, «spurious» или «spur») на его выходе. SFDR обычно измеряется в dBc (т. е. по отношению к амплитуде сигнала несущей, carrier) или в dBFS (т. е. по отношению к полной шкале ADC). В зависимости от условий тестирования, SFDR наблюдается на заранее определенном окне частот или на DC, до частоты Найквиста преобразователя ADC или DAC (из Википедии).

SNR signal-noise ratio, соотношение сигнал/шум.

Источник